主頁（http://www.www.xzhtuan.com）：DMR終端鎖相調頻接收機設計

        2004年，歐洲電信標準協(xié)會(ETSI)提出新型數(shù)字集群通信系統(tǒng)DMR(Digital Mobile Radio)，DMR系統(tǒng)與TETRA和iDEN系統(tǒng)相比具有易于實現(xiàn)、成本低廉等優(yōu)勢，已經開始受到國內外各大集群設備生產廠商的高度重視。因此，文中提出一種專門針對DMR系統(tǒng)的接收機設計，對射頻信號采用兩次下變頻，先后得到45．05 MHz和455 kHz的兩個中頻信號，最后再由鑒頻芯片TA31 136解調得到語音信號。本方案具有成本低，性能良好，接收分辨率高，覆蓋范圍廣等優(yōu)點，已成功應用在我們開發(fā)的DMR數(shù)字終端設備上。 

1 本接收機的總體設計方案 

        其中兩個BPF均為分立元件搭建、陶瓷濾波器。MCF采用成品元件、IF AMP為三極管搭建，在此不進行詳述。下面主要對各重要模塊設計進行詳細說明。

(1)低噪放LNA的電路設計。 

        本接收機用于實際批量產品，處于降低成本的考慮，低噪放LNA采用MOS管3SK318及外圍電路來實現(xiàn)，其電路圖，如圖2所示。

        通過調節(jié)3SK318的偏執(zhí)電路，當供電電壓為5 V時，上圖中有V1=4．91 V，V2=4．81 V，V3=0．99 V，V4=2．0 V，此時LNA的放大增益為20 dB。 

(2)接收機本振鎖相環(huán)電路設計。 

        本接收機的本振由MAX2620和MB15E03L所組成的鎖相環(huán)頻率合成器來提供。Maxim公司的MAX2620是一種使用非常方便的振蕩器芯片，其內部組成，如圖3(a)所示。MAX2620提供一個緩沖放大輸出級，能夠減少負載變化對振蕩器頻率的影響，供電電壓范圍為2．7～5．25 V，內部設有偏置電路以穩(wěn)定其工作點，使工作受電源波動的影響減小，并具有電源關斷能力，由SHDN端控制。兩個互補的輸出(OUT與OUT)可以構成兩個單端輸出或是一個差分輸出，MAX2620采用雙極技術，輸出為集電極開路，因此輸出需要上拉電阻。針對不同的負載兩相輸出功率分別可達-2 dBm和-10 dBm，在本設計中OUT輸出已調頻信號，OUT輸出作為PLL反饋頻率供鑒相使用。

        壓控振蕩器的設計采用傳統(tǒng)的Colpitts共射串聯(lián)諧振結構，這種結構可以工作在很寬的頻率范圍內以滿足系統(tǒng)寬帶要求。MAX2620采用雙極設計結構，其交流小信號等效電路，如圖3(b)所示，其中電容C1，C2，寄生電容Cp1、Cp2及跨導gm決定了振蕩器的輸入阻抗為

        Colpitts振蕩器就是利用“負阻”原理實現(xiàn)振蕩的。得到有源電路的輸入阻抗及單端口網絡參數(shù)S11之后，構建與有源部分相對應的LC諧振槽路。VCO整體結構，如圖4中MAX2620部分所示。搭建VCO后，測量得到VCO振蕩頻率范圍為：420～470 

        Colpitts振蕩器就是利用“負阻”原理實現(xiàn)振蕩的。得到有源電路的輸入阻抗及單端口網絡參數(shù)S11之后，構建與有源部分相對應的LC諧振槽路。VCO整體結構，如圖4中MAX2620部分所示。搭建VCO后，測量得到VCO振蕩頻率范圍為：420～470 MHz@0～4 V，調制靈敏度為12．5 MHz／V，并且線性度良好。MAX2620內部集成了VCO緩沖放大輸出級，能夠減少負載變化對振蕩器振蕩頻率的影響。輸出以提升電感和串聯(lián)電容匹配至50Ω負載，OUT端只需50Ω提升電阻并耦合反饋至頻率合成器即可。 

        完成VCO后根據(jù)所選路的PLL頻率合成芯片設計環(huán)路濾波器。PLL頻率合成芯片MB15E03SL是Fujitsu公司生產的串行輸入吞脈沖PLL頻率合成器，最高支持1．2 GHz的工作頻率，內部集成了低噪聲數(shù)字鑒相器，可設置雙模比例因子M／M+1，14 bit可編程參考分頻比R及18 bit的可編程N分頻器，芯片提供非常簡單的三線SPI串行輸入設定上述各項參數(shù)得到所需頻率，輸出頻率計算式為 

         MB15E03SL其他參數(shù)詳見數(shù)據(jù)手冊，鎖相環(huán)頻率合成器設計原理圖，如圖4所示。

        根據(jù)系統(tǒng)要求：信道間隔12．5 kHz，容差±2 ppm，鎖定時間<4 ms，根據(jù)文獻[2]計算得環(huán)路帶寬必須滿足Fc≥1．6 kHz。由于增大環(huán)路帶寬可以減小鎖定時間，而環(huán)路太寬則會嚴重影響相位噪聲，并且一般要求Fc不超過比較頻率FPD的1／5，選擇Fc=2．5．kHz。在VCO調制靈敏度等于20 MHz／V，電荷泵增益選擇為Kφ=±1．5 mA，比較頻率fPD=1 2．5 kHz，輸出頻率范圍為420～470 MHz，環(huán)路濾波帶寬Fc=2．5 kHz，相位裕量φ=48°，環(huán)路濾波極點比T3／T1=45％，參考輸入頻率13 MHz的條件下計算環(huán)路濾波器的各項參數(shù)。得到環(huán)路濾波器參數(shù)為：R_LF1=3．3 kΩ，R_LF2=5．6 kΩ，C_LF1=4．7 nF，C_LF2=47 nF，C_LF3=2．2 nF 。理論計算結果表明，在此環(huán)路條件下鎖相環(huán)鎖定時間Lock-time=1．3 ms，相位噪聲能達到PN=-94．07 dBe／Hz@10 kHz，環(huán)路帶寬Fc=2．56 kHz，相位裕量為39．52°，已經能夠達到系統(tǒng)需求，根據(jù)此環(huán)路濾波條件建立調頻鎖相環(huán)原理圖，如圖4所示。圖5為鎖相環(huán)430 MHz時的雜波測試圖。

(3)下變頻混頻器電路設計。 

        Maxim公司的MAX2680是一低功耗、低噪聲系數(shù)，專門適用于低電壓操作的下變頻混頻器。它的適用頻率為400～2 500 GHz，供電電壓為2．7～5．5 V，具有較高的三階輸入截止點(IIP3在2 450 MHz)和<0．1μA的低功率關閉模式，是手持通信設備的理想器件，因此本設計采用此芯片。電路設計，如圖5所示。

        本接收機采用兩次下變頻進行鑒頻，MAX2680為第一次下變頻，產生一個45．05 MHz的中頻信號。／SHDN為開關控制使能端，當為低電平時芯片不工作，當為高電平時芯片正常工作。接收的RF信號范圍為400～450MHz，滿足MAX2680的適用范圍，本振信號L0由鎖相環(huán)混頻器產生。理論上，當RF為400 MHz，L0為445 MHz時，混頻的增益為11 dB；而實際測量：當RF為405 MHz，功率為－48 dBm，L0為450．05 MHz，功率為－16 dBm時，輸出IF為45．05 MHz，功率為-54 dBm。滿足后續(xù)模塊(鑒頻芯片TA31136對輸入信號的要求)對功率信號的要求。 

(4)鑒頻器的電路設計。 

        TA31136是一個低電壓操作的FM中頻檢測芯片，它主要適用于無線電話機中。TA31136的工作電壓為1．8～5．5 V，它內部包含了一個輸入中頻信號為10～100 MHz的2ndIF混頻器，一個噪聲檢測電路、一個高增益的限幅中頻放大器和一個陶瓷，中周均可適用的積分鑒頻器，另外該芯片還具有RSSI功能。由于該接收機采用兩次下變頻鑒頻，第二次下變頻和鑒頻均可在TA31136中實現(xiàn)，因此本設計采用該鑒頻芯片，鑒頻器電路設計，如圖7所示。

        第一次下變頻由MAX2680產生的45．05 MHz的IF信號經過晶體濾波器濾除鄰近的雜波信號，通過IF放大器放大后，從TA31136的Pin16進入，與由晶振產生的44．595 MHz信號進行混頻產生455 kHz的第二中頻信號。455 kHz的中頻信號從Pin3輸出經由陶瓷濾波器XF3濾波，再從Pin5進入IC，經IC內部的IF放大器放大后輸入到積分鑒頻器中進行解調，最后經過一個LPF輸出語音信號。TA31136輸出的音頻信號一部分通過一個分壓電路進入IC的Pin7和Pin8，通過IC內部的濾波器和放大器對其噪聲分量進行放大、整流產生一個和噪聲分量相對應的直流電壓信號，直流電壓信號與來自MCU內部設定好的電壓值比較大小，MCU根據(jù)比較結果輸出高低電壓信號來控制TA31136的Pin14來實現(xiàn)接收信號時靜噪的打開和關閉。

        圖9為接收機鑒頻出的基帶信號，可以看到解調出的信號失真很小。該接收機通過測試，鑒頻出的信號與原信號誤差<1％，符合無線通信要求。改變輸入調頻信號的功率，測得當為-80 dBm時，能有鑒頻信號輸出，當再<-80 dBm時，不能鑒頻，即為接收機的接收靈敏度。

2  結束語 

        實際的DMR接收機制作在一塊20 cm×10 cm的4層印制板上，表面敷銅到地，供電電壓為5 V。由3SK318、MAX2680、MAX2620、MB15E03SL和TA31136構建的調頻接收機具有受外界分布參數(shù)影響小、調試方便、成本低廉等特點，目前已成功應用在開發(fā)的DMR數(shù)字終端設備樣機中。